驱动变压器的恢复

在驱动MOS晶体管Q2导通期间的开始部分，D1和S2将导通。但是当Ql已经关断并且基—射结间的恢复电流已经变为零的时候，在绕组P2的电压通过R1使Dl和S2反偏关断。所有绕组在开始时都变为负，同时在绕组P2中会形成电流，使磁心复位到负饱和状态。

在饱和状态，流过Q2和P2的电流只通过电阻Rl进行限流，所有绕组上的电压都为零，同时电路也复位到准备状态从而给下一个导通周期做准备。

s1和S2之间应该只有非常少量漏感的要求似乎与变压器原边—副边之间的隔离以及漏电距离的要求有矛盾。在离线开关电源应用中，Tl用来作为一个原边—副边之间的电路隔离，变压器需要比只对功率有要求的变压器大一些。

宽范围比例驱动电路

如图1. 16.1所示电路中，如果它的输入电压和负载的范围都较大，那么它将会有一些局限性，具体叙述如下。

当输入电压很低时，工作周期将会变大，同时Ql的导通时间会远超过整个通断时间的50%。甚者，如果负载范围内允许的最轻负载较小，那么输出滤波网络中的Ll就相对大到可以保持连续导通。在这种条件下，调整管的集电极电流小而导通时间长。

在这个长导通期间内，mos驱动变压器Tl产生磁化电流，因为绕组S1两端出现了恒定的Ql基射电压vbe由于在此期间驱动变压器是一个电流变流器，因此该磁化电流是输出电流的一部分。所以这个预期的比例驱动的比值在整个长的导通期间内并不是保持不变的。在此期间的结束部分，mos驱动能力下降。为了减少它的影响，要求驱动变压器Tl有大的电感值。

但在导通期间结束时，Q2必须要在余下的短关断期间复位驱动变匝器的磁心。为了达到快速复位，绕组P2中每匝绕组的电压要大，可以选用P2匝数少且采用大复位电流的方法，也可选用大的辅助电源电压。无论用哪种方法，在Rl上将会产生较大的功耗。

因此，必须在电感匝数与辅助电压之间做出折中的选择，这在高频情况下，电感匝数与辅助电压之间是很难针对宽范围的控制做出优化的，而在图1. 16.2中的电路可以解决这个矛盾。

在图1. 16.2的电路中，当Q2关断时，电源通过Rl和Q3对Cl快速充电，Q3通过其基极驱动电路P2、D2和R2强行导通。在Q2关断和Ql导通时，所有绕组同名端的极性都为正。

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